A generátor belső ellenállása okozta törsépont kívül van a visszacsatoló hurkon, tehát instabilitást nem okozhat. Ha túl nagy a belső ellenállás, akkor vágni fogja a magasakat.
Lineáris potinál ez a középállásnál (hangerőszabályzónál -6dB-nél) lesz a legmeghatározóbb.

Ez elméletileg valóban pontosan így van, de gyakorlatban nálam sosem volt így. A poti (ha csak úgy bekötöttem valami elé) mindig rontott a hangképen. Arra próbáltam célozni, hogy eleve bele kell tervezni az adott kapcsolásba a változó bemeneti impedanciát, de nekem még sose sikerült ezt rendesen megoldani. Írtam is Neked, hogy pl. földelt kimenetű roppant érzékeny a meghajtás impedanciájára - pedig erre semmi oka nem lenne - mert invertál és egy 10k-s ellenállással kezdődik a bemenete. Honnan tudja, hogy az most 12k, 15k nem tudom. Vagy a potijaim vacakok.
Hiába van kívül a vcs- hurkon mégis beleszól magasabb frekvencián mindenbe. Ezt mutatja a szimulátor is és ki is lehet mérni a gyakorlatban. Persze lehet, hogy most megint "szőrszálhasogat" vagy túlbonyolítom. Az is lehet, hogy tévedek és mégsem így van.

Ha invertál, akkor érzékeny. Nekem 50k-s poti után egy JFET sourcekövető van bekötve. Ez nem problémás.

Talán pont ezt írtam - vagy csak akartam (mindjárt visszanézem) - hogy kell a poti után egy impedanciaillesztő fokozat. Szerintem a nem-invertáló elé sem árt, mint ahogy írod is.

Visszanéztem. Írtam.

Revideálnom kell az álláspontom. Neminvertáló kapcsolásnál nem okozhat problémát a poti. A gyakorlatban a neminvertáló a gyakoribb.

Kicsit meg vagyok ijedve, mert akinek idáig még nem ment el a kedve az egésztől... De ennél egyszerűbben tényleg nem tudom, hogy lehetne lerajzolni... Ebben a két fokozatban már Isten bizony minden benne van amit az alapokról tudni kell. A képleteket ennél jobban nem lehet egyszerűsíteni, próbáltam színekkel egyértelműbbé tenni mi - mihez kapcsolódik. A fokozatok kisjelű kisfrekvenciás erősítéséréről még szó sem esett - egyszerűen nem fér bele minden.

Kisfrekvencián (pl. 1kHz-en) az első fokozat erősítése (A1) tízszeres (20dB), a másodiké (A2) 200-szoros (46dB). A két erősítés "összeszorzódik", mert 20dB+46dB=66dB (2000). Ezt tekinthetjük egy gyakorlatból vett általános értéknek.

Az ideális tranzisztoros elvi rajzra csak azért kellett, hogy világosan lássuk, hogy a második fokozat Miller-kapacitása határozza meg a törésponti frekvenciát. A fázis-diagramra nincs is szükségünk mert a vágási meredekségek (20dB/dekád) egyértelművé teszik a fázismenetet.
Q2 Miller-kapacitása R2 ellenállással kapcsolódik párhuzamosan, tehát az első fokozat erősítése csökken a törésponti-frekvenciától kezdve.
X tengelyen jobbra haladva (narancssárga) a pontot elérve a mádik fokozat Miller-kapacitása "kiktatódik", mert A2 relatíve eléri az egységerősítési frekvenciát. Tehát a második fokozat ettől a frekvenciától kezdve már nem erősít feszültséget. A1 fokozat fokozat erősítése "felvesz" egy álladó értéket. Persze ez nem tart sokáig és nem fogja elérni a gyakorlatban újra a 0 fokos fázistolást, de törekszik rá.
b pontot elérve (X tengelyen) A1*A2 szorzat is eléri az egységerősítési frekvenciát. Az eredő erősítés fázismenete marad 180-90 fok.
Hogy mi történik b pont után azt most nem vizsgálgatjuk, mert nem érdekel bennünket hogy viselkedik a kapcsolás infravörös tartományban.

Még ezeket dolgokat kell "bevágni" ahhoz, hogy a későbbiekben megértsük a visszacsatolt erősítés lényegét és ennyi volt amit tudni kell a kétfokozatú földelt emitteres kapcsolásról
Ez a "rendszer" nyílthurkú erősítése.

A nyílthurkú erősítés fogalmával már tisztában vagyunk, következhet a visszacsatolt erősítés. Ehhez mindössze egyetlen új alkatrész kell, hogy működőképes maradjon a kapcsolás: az áramgenerátor. Ez is lehetne ellenállás, de akkor hamar "elfogyna" Q2 árama és alig lehetne kivezérelni az erősítőt.

Összesen négy csomópontunk van: (Ube, Uc, Uki, Uvcs).
R4 és R3 egy feszültségosztót képez. R3/(R3+R4)
Uvcs ponton (váltakozó áramúlag) a feszültség azonos Ube bemeneti feszültséggel: Uvcs=Ube.
Ha a bemeneti feszültség változik, Q2 kollektor árama úgy áll be hogy, R3-on eső feszültség azonos legyen Ube bemeneti feszültséggel. Tehát Uki/Ube erősítést R4/R3 osztásaránya határozza meg.
Az visszacsatolt erősítés mértéke: Av=1+(R4/R3)

Bármekkora visszacsatolt erősítést állítunk be, a nyílthurkú erősítés állandó marad.
Talán a rajzok jobban sikerültek, mint a "magyarázatom".

Láttuk, hogy a nyílthurkú erősítés értékét bizonyos korlátok között bármekkorára választhatjuk. Pl. R3 értékétől függően változik az első fokozat (Q1) erősítése (A1).
A zárthurkú erősítést is kézben tudjuk tartani. Hogy ez mekkora legyen vagy a felhasználási terület határozza meg, vagy mi magunk. A kívánt erősítést akár több sorba kapcsolt - és visszacsatolt - erősítő fokozattal is elérhetjük.
Például tervezhetünk végfokot 100-szoros erősítésűre, vagy 10-szeresre vesszük az erősítését és elé kötünk egy egy 10-szeres erősítésű meghajtó fokozatot.

Az előző Bode-diagramból megállapítottuk, hogy van a nyílthurkú erősítés és van a zárthurkú erősítés. Ezek mértékét nyilakkal jelöltem és ez jól is van így, de lehetne ezt még szemléletesebben ábrázolni. Most bevezetjük a visszacsatolási tényező fogalmát is.

Ezzel a diagramot képzeletben "kettévágjuk". A nyílthurú erősítés állandó marad, de most ha jó messziről hunyorogva (vagy közelről szemüveg nélkül) nézzük a diagramot - úgy látjuk mintha csak (Ube) bemeneti feszültséget tologatnánk Y tengelyen - az egységerősítés és a nyílthurkú erősítés közötti szakaszon. Tehát vagy zárthurkú erősítés lesz nagy és a visszacsatolási tényező kicsi, vagy fordítva.
A visszacsatolási tényező mértékével fordított arányban változik a nemlineáris torzítás. Vagyis nagy visszacsatolási tényező, kis torzítás. Ilyen egyszerű. Vagy mégsem? Hát nem.

Ugyanis amikor megválasztunk egy adott nyílthurkú erősítést, akkor "választunk" egy torzítást is hozzá. Pontosabban nem mi választjuk hanem "csak úgy van". Bele van építve az aktív eszközökbe. Alkalmazhatunk helyi visszacsatolásokat is egy adott kapcsolásban. Ennél a két földelt-emitteres fokozatból álló kapcsolási vázlatnál például betehetjük Q2 emitterébe a soros áram-visszacsatoló ellenállást, valamint R3-at ha növeljük, szintén a soros áram-visszacsatolás mértékét növeljük A1 fokozatban.

Ebből is látszik, hogy az optimumot nehéz megtalálni mert már megint jön az a dilemma, hogy most melyik ujjamat harapjam meg. Mert (elvileg) lehet olyan, hogy nyílthurokban torzít mondjuk 10%-ot és ezt 40 dB-es vcs. tényezővel szorítom le 0.1%-ra - vagy lehet olyan, hogy nyílthurokban torzít 1%-ot és ezt 20 dB-es vcs. tényezővel szorítom le 0.1%-ra.
A kettő látszólag ugyanazt az eredményt adja, de majd később látni fogjuk, hogy ez nem ilyen egyszerű.

Délután amikor felültem a biciklire két dolog jutott eszembe:
- A bicikli abban hasonlít a Bode-diagramra, hogy mindkettőnek két tengelye van.
- A hibák azért vannak, hogy kijavítsuk őket ("katt" tollából idézve).
Gyorsan javítok mielőtt még (jogosan) valaki szóvá tenné, hogy "denemjóezígy".

Valahogy beleakadt az egér a kék vonalba, pedig berajzoltattam az első fokozat erősítését is a CM-mel. Most szórom a hamut a fejemre és kijavítom rendesen az egészet.
Ha netán lementette volna valaki a PDF.-eket, írja felül legyen szíves.

Tegnap szinte egész nap számolgattam, rajzolgattam és jól belebonyolódgattam. Aztán ma bevillant a megoldás, hogyan kellene ezt lerajzolni.
Tulajdonképpen azért erőltetem annyira ezt a kétfokozatú földelt emitteres kapcsolást, mert ez minden erősítő alapja. Van egy bemeneti fokozata (Q1) és van egy nagyjelű fokozata (Q2). Ha emitterkövetőt teszünk a kimenetére kisimpedanciás kimenetű előerősítő lesz, ha komplementer párt akkor végfok lesz (pl. HTA30). Ha függőlegesen megtükrözzük akkor szimmetrikus meghajtó fokozat lesz - és még ezerféle dolgot csinálhatunk belőle kedvünk szerint.

Kezdem a nagyjelű kisfrekvenciás viselkedéssel.
Ez a soros feszültség-visszacsatolás. Lényege, hogy a bemeneti impedanciát növeli, a kimenetit csökkenti. A visszacsatolási-tényezővel arányosan csökkenti torzítást is.
A feszültségerősítését nagyon bonyolult és hosszadalmas pontosan kiszámolni a nemlinearitások miatt. Csak közelítő egyenletei vannak. A gyakorlatban elég az Av=1+(R2/R1)-el számolni. Vannak ennél összetettebb és még annál is bonyolultabb egyenletek, de azok sem pontosak. A szimulátornak viszont elég néhány tized másodperc, oszt már ki is számolta helyettünk - de végén mégis nekünk kell megérteni, hogy mit is rajzolgatott és számolgatott.

Nézzük: Q1 emitterén igyekszik megjelenni a váltakozó bemeneti feszültség hű mása, de ez nem sikerül neki mert rá kell dolgoznia R1, R2 feszültségosztóra. Ha Q2 áramerősítése végtelen lenne, Q1 árama nem változna - tehát a bázis-emitter feszültsége is állandó maradna - a kimeneti jel torzítása nulla lenne.
Q2 kollektor árama úgy fog változni, hogy Uvcs csomópont feszültsége (közel) azonos legyen a bemeneti feszültséggel, - pontosabban Ube - UBE (bázis-emitter) feszültséggel.
R1- R2 osztón átfolyó áram szorzata lesz a kimeneti feszültség. (R1+R2)*Ic2 =Uki.
Hozzá kell még tenni, hogy R1-en átfolyik még Q2 vezérlő-árama + Q1 bázis-árama ami a kimeneti feszültséget tovább csökkenti.

A nemlineáris torzítás mértékét odaírtam százalékosan is. Elgondolkodtató, hogy most számszerűen - százalékban - kifejezve mekkora is a torzítás mértéke. Szinusznál megadjuk, hogy pl. THD = 9,85%. De láthatjuk, hogy ez semmit nem fejez ki. A pozitív félhullám amplitúdója 4.4%-al kisebb, negatív félhullámé 11.9%-al, mint a torzítatlan 20 Vpp kimeneti feszültség. Ekkor jön az, hogy felharmonikus-tartalom, többjeles mérés, IMD, stb... mérés. Pedig simán csak egy nemlinearitásról van szó. Csak hát ezt nem lehet egyszerűen és közérthetően számokkal kifejezni.

Ez még mindig a kétfokozatú földelt emitteres soros feszültség-visszacsatolású áramkör, de már szimmetrikus kivitelben. Más néven CFA (Current Feedback Amplifier) áram-visszacsatolású erősítő. Aki ódzkodik a differenciál bemenetű erősítőktől, ezt a kapcsolást használja, valamilyen formában tovább bonyolítva. Felrajzoltam a kapcsolás nyílt- és zárthurkú viselkedését is.

Ismét három csomóponti feszültségünk van: a bemeneti- a kimeneti feszültség, valamint az Ufb-vel jelölt bemeneti tranzisztorok emitterén megjelenő (torzított) bemeneti feszültség.

A bemeneti Q1, Q3 tranzisztorok - visszacsatolás nélküli esetben (nyílthurokban) - komplementer emitterkövetőként dolgoznak R1 ellenállásra. Feszültségerősítésük Rt/2R1, ahol Rt a második fokozat bemeneti ellenállása (impedanciája).

Zárthurokban az R2 árama úgy szabályozza Q1 és Q3 kollektor áramát, hogy a kimeneti feszültség (Uki) az R2/R1 osztó által meghatározott feszültségre álljon be. Ez akkor valósulhatna 100% pontossággal, ha a bemeneti tranzisztorok árama és Uce feszültsége a kivezérlés folyamán állandó maradna - ami csak akkor fordulhatna elő ha a nyílthurkú erősítés végtelen nagy lenne.

Torzítás a tranzisztorok nemlinearitása és hőmérséklet változása miatt keletkezik. A tranzisztorok torzítása a visszacsatolási tényezőző mértékével arányosan csökken.
A bemeneti tranzisztorok nemlineáris és termikus torzítása azonban Av/2-szeresen felerősödve jelenik meg a kimeneten. Tehát ha pl. Q1 bázis-emitter feszültsége 2.2 mV-ot (per Celsius fok) változik, akkor ez 20-szoros zárthurkú erősítés esetén a kimeneten 22 mV feszütség változást okoz.

Az első fokozat erősítése nő ha R1-et csökkentjük, a második fokozat erősítése nő ha R2-t növeljük. Ha R1 csökken és R2 nő, akkor nő a visszacsatolt erősítés mértéke, tehát nő a torzítás. Ismét két olyan paraméter ami egymás ellen dolgozik. Tehát ezzel a kapcsolással nem lehet igazán kis torzítású erősítőt építeni. Az elbonyolítás rögös útját kell választani ha ennél jobbat szeretnénk csinálni.

De a további bonyolítások előtt szemügyre kell venni ezt a Bode-diagramot még közelebbről is, mert van egy másik világ is a magasabb frekvenciák tartományában.

Mindig azt szoktam mondani, hogy nem az a lényeg mit mérünk egy erősítő kimenetén (persze az is számít) hanem, hogy "mi történik a belsejében?". Ebből könnyebben ki lehet következtetni, hogyan is fog majd szólni. Rengeteg dolgot nem tudunk megmérni, de le tudjuk szimulálni.

A nyílthurkú erősítést már eleget analizálgattuk, csak a kellemesebb áttekinthetőség miatt rajzoltam be ezt is. Most vizsgáljuk meg a zárhurkú erősítést kicsit közelebbről.
Q1, Q3 bázisán a vezérlőjel (bemeneti jel, alapjel - kinek, hogy tetszik. Q1, Q3 bementi tranzisztorok milyen kapcsolásban is vannak? Mindháromban egyszerre.
- Emitterkövetőként dolgoznak "fb" csomópontra.
- Földelt emitteres kapcsolásban erősítik a bemeneti-jelet A1-szeres erősítéssel.
- A kimenet felől nézve a generátor a "virtuális földpont", tehát tekinthetjük úgy is, hogy "hátulról nézve" földelt bázisú kapcsolásként működik (akkor ha a kimenet felől zavarójel érkezik - ami most nem).

A Miller-kapacitás R3 (R4) ellenállásra koncentrálódik. Itt lesz az első törésponti frekvencia (2.), itt éri el a belső fázistolás a -45 fokot. Ettől a ponttól csökken a nyílthukú erősítés. Ha a "belső erősítés" csökken, "fb" csomóponton is csökken a feszültség - emiatt a bemeneti tranzisztorok kollektor árama addig növekszik amíg Uki el nem éri az osztó (R2/R1) által meghatározott feszültségszintet.

Ha közelebbről szemügyre vesszük a feszültség-diagramot azt a "furcsa jelenséget" tapasztaljuk, hogy a bemeneti tranzisztorok árama már a 2. pont előtt elkezd növekedni (az 1. pont környékén) pedig látszólag erre semmi oka nem lenne, ugyanis a nyílthurkú erősítés mértéke még nem változott. Viszont a belső fázistolás már igen.
Itt jön be a képbe a csoportfutási idő.

Azt látjuk, hogy az első fokozat időben "előre siet". Miért? Mert az emitterkövető a leggyorsabb fokozat és Q1, (Q2) emitterkövetőként dolgozik rá "fb" pontra (R1-re). Az első időpillanatban itt jelenik meg (szinte azonnal (ha rg=0, akkor időkésés nélkül)) a bemeneti jel. Miután feltöltődött az összes parazita kapacitás (ez x idő késleltetést jelent) megérkezik a kimeneti-áram (illetve feszültség) R2-re. Az első fokozat emitter-bázisán a két feszültség Ube és fb összegződik.

A frekvencia növekedésével arányosan nő Q1 és Q2 kollektor-árama, hogy kompenzálja a nyíthurkú erősítés csökkenését.
A 3. pont környékén (a frekvencia-tengelyen) a visszacsatolási tényező "elfogy", a visszacsatolás hatástalanná válik, az erősítő "nyílthurokban" erősít. "Nagyon magas frekvencián" (100 MHz körül) Q1, Q2 emitterkövetőként dolgozik a kimenetre.

Természetesen nem Q1, Q2 a bemeneti tranzisztorok, hanem Q1 és Q3 ...de már nem engedett javítani.

Még bemutatok egy példát a bemeneti aluláteresztő (szerintem) helyes méretezésére, aztán tovább lépünk.

Maradjon ez a szimmetrikus kétfokozatú FE és legyen belőle végfok. Legyen a kimeneti buffer fokozat kompozit darlington és előtte komplementer emitterkövető. Így elmaradhat a nyugalmi áramot beállító feszültséggenerátor az összes gondjával-bajával-nyűgjével együtt.
A kimeneti drift-feszültséggel sem akarok bajlódni, DC szervót használok.
A kapcsolást nem fogom megépíteni, marad szimulációs szinten.

A visszacsatoló-hurkot felvágom és először azt nézzük meg, hogyan viselkedik nyílthurokban.
A feszültségszinteket leszimuláltam, a nyugalmi áramokat odaírtam, ennél többre nincs is szükség egyelőre.

Megnézzük a kimeneti buffer stabilitását. Gerjed. C1, C2-vel stabilabbá lehet tenni. Számítani kell rá, hogy ez a fokozat fogja meghatározni az erősítő maximális sávszélességét - 10 MHz környékén már egységerősítés környékére kell beállítani a visszacsatolt erősítést.

Ezután megnézzük, hogy alakult vajon a nagyjelű fokozat kimenetén az erősítés és a sávszélesség. Az 1. Bode-diagram jelentős aszimmetriát mutat. Hiába a szimmetrikus felépítés, a PNP és NPN tranzisztorok paraméterei jelentősen eltérnek.
R3-4-5-6 ellenállásokkal és C3-4 Miller-kapacitásokkal megpróbáljuk "behangolni" az erősítést és közelíteni egymáshoz a nagyfrekvenciás töréspontokat 2.

Q1, Q2 feszültségerősítése kétszeres, Q3, Q4-é 5000-szeres. Ez utóbbit nem hisszük el - mert a gyakorlatban 54-60 dB-nél többet nem tud erősíteni egyetlen fokozat - de nem vitatkozunk a szimulátorral - hadd legyen neki is egy jó napja.
Az első töréspont 6 kHz-en van és szép egyenletesen esik -6dB/oktávval kb. 10 MHz-ig.
Uki fázismenete is eszerint alakul.

Az előbb lemaradtak a PDF.-ek.
Tehát visszacsatolom... lesz ami lesz (a szimulátorban nem füstölnek el az alkatrészek).
Kamuzok, mert tegnap majd egész nap ezt a kapcsolást szimuláltam. Tudtam mi lesz.

Azt szeretném megmutatni ezen a példán, hogy egységerősítési frekvencián meghaladhatja a fázistolás a -180 fokot. Ez nem opamp. Előre meghatározzuk visszacsatolt erősítést (ami most 20-szoros) és ennél ez nem kevesebb.
Hozzá kell tenni, hogy ez a kapcsolás csak "laboratóriumi körülmények" között működne - a gyakorlatban ott lesznek a fólia-induktivitások, nyák-kapacitások, a komplex terhelőimpedancia - egészen biztosan gerjedne.

Külön szólok a "VAS ellenállásról" (Voltage Amplifier Stage). Van rendes magyar elnevezése is, talán mint a: nagyjelű fokozat statikus munkaellenállása. Csak ez sokkal hosszabb.

Vannak viták arról, hogy most ez kell-e oda, vagy sem... és ha igen, mekkora legyen. Mérnöki szempontból nézve káros mert feleslegesen csökkenti a nyílthurkú erősítést, a hifisek szerint pedig "meghallatszik" és jótékony hatással van a hangképre ha ott van.
Kinek van igaza?
A nyílthurkú erősítést valóban csökkenti, de ezzel stabilizálja a nagyjelű fokozat erősítését és csökkenti ennek kimeneti impedanciáját is, valamint az erősítés-csökkenéssel arányosan feljebb tolódik a nyílthurkú sávszélesség. Vagyis kisfrekvencián nő valamelyest a THD, de cserébe javul a tranziens átvitel. Megint az itt benyomom, ott kijön - elv érvényesül.

Lehet a GND-re kötni, de hatásosabb ha visszacsatoljuk bemenetre. Ezzel még stabilabbá válik a meghajtó fokozat erősítése és a belső vcs-tényező arányában tovább csökken a VAS kimeneti impedanciája.

A kompenzálásról.
Az első képen a kapcsolás látszatra remekül működik.
2. képen kapacitív terheléssel már gyanús volt, hogy nem fogja bírni és begerjed. Így is lett.
3. Újra kellett kompenzálni az egészet. Egy dekáddal lassult le mire megszűnt a gerjedési hajlam.
4. képen a tranziens viselkedés. Közel sem tökéletes, de legalább működik. Átlagos hangú kapcsolás, átlagos paraméterekkel. Nem tudom jobban kikompenzálni... mindent kipróbáltam. Még hiányzik a bemenetéről az illesztő- és nyugalmi áram beállító fokozat, de azzal nem érdemes vacakolni. Nem egyszerű jó végfokot kitalálni/tervezni, de ezzel nem mondtam újat.

A DC szervóról kicsit még... Az első szimuláción lerajzolt szervó vázlat nem szól bele a mély átvitelbe. Nem szükséges ennyire elbonyolítani a kapcsolását, csak a 2. szimuláció miatt volt erre szükség - amelyiket viszont nem lehet ennyire egyszerűen megcsinálni, mint ezen a rajzon szerepel.

A (1.) DC szervónál (az invertáló bemenet felől nézve) elég leosztani a végfok kimeneti jelét akkora szintre, mint a bemeneti jel.
A neminvertáló bemenetre kell két aluláteresztő, az egyik a bemeneti szűrő töréspontjára, a másik végfok átviteli sávszélességére legyen hangolva. Így a szervó kimenete együtt lebeg a bemeneti és a kimeneti jellel. R21 annyival legyen nagyobb a generátor ellenállásnál, hogy az opamp kimenete semmilyen körülmények között ne üljön ki tápfeszre.

A (2.) hibajel-erősítős változatot is lényegében hasonlóan kell megtervezni, de sokkal precízebb fázismenettel és sokkal körültekintőbben - egyébként több kárt csinál, mint hasznot. Jól megválasztott opamp-pal egy nagyságrendnyi torzításcsökkenést lehet vele elérni.

Sokak nevében köszönöm a kitartó munkádat, hogy ezt a sorozatot megalkotod. Remélem nem gond, ha kérdezek is, és ezzel kicsit megtöröm a lendületet.
Végigolvastam, de még vissza vissza térek korábbi részekre, és most éppen a bemeneti aluláteresztő szűrőn lamentálok. Mindjárt ki fog derülni, hogy nem is értek hozzá, de ez nem baj, nem tagadom.

Szóval miért is van ott a bemeneten az az aluláteresztő szűrő?
Vagy másképpen kérdezve miért ott van?

Nem része a negatív visszacsatolási huroknak, ezért tekinthetem úgy is, hogy az erősítő bemeneti része, de tekinthetem a jelforrás kimeneti részének is.
(Ezt mondjuk lehetne vizsgálni impedancia szempontjából is, hogy a forrás kimeneti impedanciáját rontom le vele, vagy az erősítő bemeneti impedanciáját növelem vele.)

Ha rendszerben gondolkodunk, akkor valahol a jelforrás manapság egy DAC-cal végződik, aminek a kimenetén van egy sokkal nagyobb meredekségű aluláteresztő szűrőnk, azaz a jelforrás felől (ideális esetben) nem fog nagyobb frekvencia érkezni.

Ha a jelforrás felől nem érkezik nagyfrekvenciás komponens, akkor rendszerben nézve nem kell a bemenetre szűrő illetve nem oda kell. Ha valahonnan bejut nagyfrekvenciás komponens (táp, sugárzás, stb.), akkor meg miért nincs bevonva az szűrés a visszacsatolásba, azaz miért nem máshol van?

Így hiába gondoljuk azt, hogy ezzel együtt a jelforrás felől nézve van elég fázistartalékunk, valójában a szűrő után nézve továbbra sincs. Ha mondjuk szimulátorban a szűrő utánra bárhova egy kicsi nagyfrekvenciás komponenst injektálsz, ami a valóságban származhat mondjuk egy közeli mobil cellaváltásból, villámlásból, közeli kapcsoló üzemű tápból, stb., akkor szűrő ide vagy oda a hurok még szépen begerjedhet. Ez a zavar jöhet akár a hangszóró kábeleken, ami szépen antennaként összeszed mindent. (Nem szimuláltam persze, csak töprengek.)

Esetleg, ha nem nagy fáradság és nincs ellenedre, akkor a szimulátor file-okat is feltehetnéd az egyes bejegyzésekhez.

Azt a "8 Ohm + Ct" szimulációt éppen emiatt tettem ki, -de végül csak elfelejtettem hozzáfűzni- hogy a bemeneti szűrő nem csökkenti a gerjedési hajlamot. Ha kicsi a fázistartalék, az erősítő (szinte) pontosan ugyanazon a frekvencián és ugyanakkora amplitúdóval fog oszcillálni, akár van bemeneti szűrő, akár nincs. Az RF jel sem fogja megkeresni melyik az erősítő bemenete, az inkább a nyákon és a belső vezetékezésen kialakított földhurkok és a céltalanul betett nagyfrekvenciás tápszűrők "antennáin" keresztül fog rádiózni. Tehát ebből a szempontból felesleges, hogy ott legyen.
Viszont szépen el lehet takargatni vele a négyszögjel-átvitel apróbb hiányosságait, kisebb tüskéket, élmeredekség változásokat. Ezért aztán mindenki odarakja az aluláteresztőt a bemenetre. De azért van gyakorlati haszna is. Az összekötőkábel hullámimpedanciájából adódó nagyfrekvenciás visszaverődéseket sem engedi bejutni az erősítőbe.
Ennél is fontosabb talán, hogy nagyfrekvencián csökkenti a bemeneti impedanciát. Az 1 nF-os kondi impedanciája 10 MHz-en 16 Ohm. Az ehhez közeli és e feletti frekvencia tartományban keletkeznek az "erősítő belsejében" a nagy élmeredekségű tranziensek, amiket jó ha rövidre zárunk a bemeneten, hogy ne keringjenek tovább az erősítőben.

Nem gondoltam, hogy Bélán és rajtam kívül más is használja még a CM-et, ezért nem tartottam fontosnak kitenni a CKT. fájlokat is. Az érdekesebbeket ki fogom tenni ezután és utólag mindjárt pótolom a régieket.

Csak ez az egy bonyolultabb kicsit, a többit 5 perc alatt be lehet rajzolni.

Mondták már, hogy nekem ezek a hibajel-erősítők a mániám. Ritkán építem meg, leggyakrabban csak a szimulátorban játszadozom el a gondolattal, hogy milyen lenne ha meg is csinálnám. Most megint felcsigázott ez a DC szervó ami egyben hibajel erősítő is lehetne. Nehogy a végén mégis kipróbáljam ezt a végfokot... addig hergelem magam vele : ) De már (rutinból) nem kapkodom el az ilyesmit - még alszom rá néhányat. (Mint a tranzisztor teszterre (is).)

Most nem is akartam hibajel-erősítőt csinálni, de véletlenül addig húzgáltam a vonalakat míg magától az nem lett belőle. Aztán megtetszett. Az benne a figyelemreméltó, hogy bevonja a visszacsatolókörbe a bemeneti fokozatot is. Az egész egy kétkörös visszacsatolás. A hibajel-erősítő párhuzamos feszültség-visszacsatolású fokozat, de mégsem terheli a bemenetet (csak a hibaárammal). Ha maga a végfok nem torzít, akkor nincs hibajel sem, meg hibaáram sem. Csak úgy ott van, de nem csinál semmit. Csak figyel.

Nagyon emlékeztet a hibakorrekciós erősítőre... ( Hawkins? Cordell? Már nem emlékszem... )

Köszönöm a választ, akkor ez inkább a jó ha van kategória, de nem fontos a stabilitás szempontjából, ahogy gondoltam is.

Nem is CM-eztem eddig, de ezt is ki kell próbálni egyszer.
Kicsit még barátkozok vele.

Cordell a hibajavító erősítőn törpölt egész életében, ami pozitív visszacsatolású és elméletileg nullára csökkenti a torzítást - de csak ideális alkatrészekkel, vagy matematikai modellben "kockákkal" meg szummátorokkal. Viszont az a hibajavító kapcsolás (amit belecsempészett egy kimeneti bufferbe) remekül működik a stabilitás határait feszegetve. Ugye, azt le is koppintottam és az volt életem eddigi legjobb diszkós erősítője, iszonyatos dinamikával, mélyekkel, magasakkal. De hosszú távon, zenehallgatásra alkalmatlannak bizonyult.

A hibajel-erősítővel sokan "szórakoztak". Ez nem akarja nullára redukálni a torzítást, csak csökkenteni. A 20 dB-t még simán el lehet érni vele, de a 40 dB-hez már iszonyatosan gyors erősítő kellene. Ennek a megoldásnak maga a probléma a hátulütője, hogy a "torzítás" a magasabbrendű felharmonikusok termelődését jelenti. Például egy 4 kHz-es jel tizedik harmonikusa 40 kHz. Ha ezen a frekvencián torzít a hibajel-erősítő, a saját torzítását viszi bele a rendszerbe, lemodulálódva a hangfrekvenciás sávba. Emiatt csak a kis erősítésű, de nagy sávszélességű megoldást lehet választani, ami azzal jár, hogy csak "kicsit" csökkenti a torzítást. A keresztezési torzítást ez nem tudja kiküszöbölni úgy, mint a Quad (sem).

Kíváncsian várom, megbarátkoztok-e egymással. Nekem a CM a barátom és nem Tina a csajom. A Tinának semmi nem teszik, állandóan rád szól, hogy ez kell, meg az kell. A CM csak akkor ha elfelejted berajzolni a GND-t. Persze nagyon figyelni kell a kezét, mert néha csal. A MultiSim meg nekem nagyon körülményes - mindenhez külön kérvényt kell benyújtani neki, hogy nézze már meg legyen szíves. Az LTSpice-nak meg regényt kell írni ahhoz, hogy mit csináljon, de talán az a legsokoldalúbb szimulátor. Az igazán szimulátorok meg valószínűleg a SONY-nál lehetnek és más nagy multinál, amik már érhetnek el földi halandók.
De bármelyiket tanulja meg az ember használni, akkora segítség, hogy aztán már alig épít valamit mert csak ezt nyomkodja.

Játszottam ezzel a Bastode bemeneti fokozattal. Csak úgy mögé rajzoltam egy A osztályú buffert. Aztán tovább játszottam vele. Gondoltam megnézem milyenre lehet kikompenzálni a kapacitív terhelésre. Ez a kapcsolás is kezd megtetszeni. Olyan, amilyenre Ge Lee fog vágyni ha visszatévelyedik a félvezetők világába.
15 kHz tájékától kezd nőni a THD. Jó nagy második harmonikus torzítása van és a felsőbbrendűek elenyésznek. Szinte nincsenek. A kapacitív terhelés nem hozza zavarba.
Ami számít, le van rajzolva (szimulálva).
Még az is lehet, hogy ez igen jól szólna (kis hangerővel).

Az a helyzet, hogy egészen a mai napig hittem a mesékben, pedig elmúltam már rég 27, de ma is volt épp egy levelezésem (olyan ami Téged biztosan alaposan felbosszantana), szóval nagyon úgy néz ki, hogy én már nem tévelyedek vissza a félvezetők világába. Ahhoz tényleg valami bődületes csoda kellene, csodák meg ugye nincsenek...
És hogy miért nem, hát mert talán a hallásommal is már baj van, meg már építeni se tudok, meg még sok ilyen dolog lehet, de akárhogy erőlködtem a mai napig, akármilyen félvezetős "csodát" kötök be a rendszerembe (tudom, az is úgy rossz ahogy van), mindig ugyanaz a vége. Visszakötöm a csövest, megjön a zenébe az élet, kitágul a tér minden irányban, eltűnik a távolság, a függöny a dobozok elől és hasonlók.
Hozzáteszem, az a múltkori színezős hasonlatod sem volt jó, ugyanis az egyedi harmonikus tartalom az épp nem azért kell, hogy a világ zölddé, kékké, vagy akármilyenné is váljon, hanem pontosan azért, hogy visszaálljon a rend, és a semmilyenné vált forrásból (fájl, szalag, vinyl, akármi) a zene minél inkább visszanyerhesse természetes mivoltát. Úgy is mondhatnám, hogy nem el hanem visszaszínezi. Mert ha ezt nem teszi, akkor semmilyen, élettelen, marad. Na ezért nem kell nekem tökéletes erősítő, jól elleszek én ezekkel a torzítógépekkel is. Csak ne tekernék úgy a villanyórát...
De azért ha netán megépíted és mégis jó lesz, akkor akár meg is hallgatom postafordultával ha elküldöd, után nem építem mert az eleve már nem is lehet jó, meg hát az egyébként is úgy az igazi, ha ugyanarról a konkrét dologról mondunk ellentétes véleményt. Volt aki belefutott már ebbe (is).