Igen, ilyen. Valószínű a TL081 más a CM-ben, mint a MS-ben, kisebb az OLG.
Egyébként, miből jött ki a 0,009% THD? Mert ezt nem jeleníti meg a CM?

Valaha csináltam egy táblázatot arról, hogy melyik felharmonikus hang melyik hangnak felel meg. A táblázatból jól látszik, hogy pl egy C hangnak a 2. 4. 8. harmonikusa szintén C hang (nyilván mert ezek az oktáv távolságok). A 3. 6. harmonikus G hangnak (jó közelítéssel). Az 5. 10. felharmonikus E hangnak. A 7. A#, a 9. D.
Ebből látszik, hogy a 2. 3. 4. 5. 6. 8. 10. felharmonikusból pont egy dur akkord keletkezik. A 7. 9 felharmonikus már nem annyira kellemes hangzású.

Ezekről nem is olyan régen olvastam, de már nem emlékszem. Valami olyasmi rémlik, hogy még a temperált kromatikus skála sem teljesen írható le matematikailag, vagy ha mégis ( tizenkettedik gyök kettő a félhangok távolsága ) az is hamis. ( Ide tartozik a Jól temperált zongora zenedarab ). Meg hogy egy Hammond orgonából egyszerűen kihagyták a 7. felharmónikus tárcsáját, mert olyan rondán szólt. Gondolom, hamisan. ( És akkor mit szóljak a negyedhangokhoz, egyes népek zenéjében? Meg hogy tonális gitár. Tologatják a bundokat...Szóval, ezt a dolgot meghagynám a zenészeknek.) Tehát, én azt gondolom, hogy egy erősítő ne gyártson páratlan felharmónikusokat, ha van a zenében az rendben. Elvileg párost se kellene pluszba beletenni, csak az a baj, hogy a konzerv zene semmilyen szinten nem tudja visszadni az élőzenét. Ezért egy kicsit szinesítik a páros felharmónikus dúsítással. Még nagyon az elején tartok ennek a dolognak.
Megnéztem a táblázatod, most miattad rosszat fogok álmodni...

A temperált gangskálát megszoktuk, de egy erősítő nem termel ilyen harmonikusokat. Ott mindig szigorúan a marematikai szabályait fogja követni. Még a "nemtudpm nem fáj" sem véd meg tőle, mert attól hogy nem tudja valaki hogy mit jelentenek a zenei kifejezések, ugyanúgy idegennek fogja hallani. A barokk korszak idején még valódi harmóniában voltak a hangok, de éppen ezért a teljes oktávban nem minden fekvésben lehetett hangzatokat képezni. Volt olyan hangzat, amit farkaskvintnek neveztek el, annyire disszonáns volt. Ezt a hangot a zeneszerzők egyszerűen kihagyták, ami miatt ez alapvetően egy luk keletkezett a zenében. Úgy jellemezném, a tökéletesen eggyülfutó hangok között egy űr tátong. Szinte kívánja hogy kitöltse az ember, de nem lehet. Egy erősítőnek nem lehet megmondani, milyen hangoknál szabad páros, milyeneknél páratlan harmonikuspkat kelteni. Meg fog szólalni a farkaskvint. Ez pedig nem ok nélkül kapta a nevét. A mai temperált hangskálás világban pedig csak szólóhangszerek esetében esik majdnem egybe az erősítő keltette harmonikus a zenei jellel. Azért csak majdnem, mert a temperált hangskála egyenletesen osztja szét a tizenkét félhang között a hibát, ami csak a alacsonyabb számú harmonikusok esetében lesz majdnem eldogadható, a magasabb számúaknál már nagyon el fog tolódni a természetes egész számúaktól. Itt jön a csövesek előnye, meg az AB osztályú félvezetős hátránya.

A CM-ben 86 dB a TL081 (és a 071) nyílthurkú erősítése az adatlapi 106 dB helyett, de egy játékizénél ennek most nincs jelentősége (szerintem).

Kicsit megnöveltem a kimeneti jelszintet. A Notch szűrő ugyanazt mutatja mint a Fourier sor.
A keresztezési torzítás 3. harmonikusa dominál. A 2. harmonikus ennél kb. 6-8 dB-lel kisebb
1 kHz-en.

20 kHz-en hatszor kisebb kimeneti amplitúdó mellett háromszor akkora a torzítás és roppant módon feldúsulnak a magasabbrendű harmonikusok, (amik le tudnak keveredni a hangfrekvenciás sávba).

Az IMD már érdekesebb, mert a Fourier azt mutatná, hogy a THD - az 1 kHz-en mért 0.031%-hoz képest - mindössze 0.057%-ra nőtt (és ezt is írná ki a táblázatban). De a nullátmeneteknél kb. 0.3% a torzítás (és 2 kHz-es frekvenciával "szól") és kikeveredik mellé egy csomó magasabbrendű harmonikus. Emiatt tud szerintem grízesen és sziszegősen szólni.

Igen nehéz ezt az egészet így kielemezgetni, de találgatni lehet. Vagy úgyis mondhatnám, hogy jó közelítéssel lehet találgatni. A THD sem 6 db/oktávval nő minden esetben, mert a közbülső fokozatok különféleképpen torzítanak és mindegyik hozzáadja a maga jellegzetes kis hibáját.

A Gate áram eközben alig terheli az opampot, elvileg simán meg tudna hajtani két ilyen FET-et.

De sajnos pont itt van a bibi, hogy a félvezetős erősítő egyik jellemzője, hogy páratlan harmonikusokat gyárt! És nem csak a végfok, hanem minden más is előtte. Kezded látni a lényeget. Szerintem sem kellene egy erősítőnek semmiféle harmonikust gyártani, de mivel páratlant eleve gyárt, ha ez nincs (mondjuk a végfokban) ellensúlyozva akkor disszonáns lesz a végeredmény.

Egyszerűen nem tudom megérteni, hogy általam értelmesnek hitt emberek miért csinálnak olyat, hogy éveken át hasogatják baltával a szőrszálat, meg reszelgetik a szellentést, miközben alapvető dolgokat akarva vagy akaratlanul teljesen figyelmen kívül hagynak.
Most tekintsünk el a hangszórótól. Van előtte 4 "fokozat". Az első ugye a rögzített hanganyag, a második a forrás (lejátszó), utána legyen valami előfok vagy akármi és a negyedik a végfok. Mi lesz a zenéből, ha az összes fokozatban páratlan harmonikus gyártódik? Hát pont az ami lenni szokott, hogy bekapcsolom, és még az első számot sem hallgatom végig mert ki akarom kapcsolni.

Nézzük meg a rögzített anyagot. Ezt szinte mindenki etalonnak hiszi. Mitől lenne egy rögzített anyag (teljesen mindegy, hogy szalag, LP vagy DC) etalon? Ki kiáltotta ki annak? Egyáltalán, megmérte valaki? Csinált bárki olyat, hogy egy tiszta hangot rögzített mikrofonnal, az aztán rákerült a hordozóra, majd össze lett a kettő hasonlítva? Hiszen, a rögzítés folyamatában ugyanúgy olyan félvezetős elektronika vesz részt ami páratlan harmonikusokat termel!

Egy spektrumkép az valóban nem minden, de nekem jelenleg az egyetlen kapaszkodó, mert ez az egyetlen olyan mérés ami tökéletesen egybevág azzal amit hallok. Mutatom is, bár már mutattam. Három végfok spektrumképe 1V és 10V kivezérlésen. A Darcil építésem, a HK610 és a Sansui építésem. Pontosan azt mutatják a spektrumképek amit hallok. A Darcil szinte a csövesekhez hasonló spektrumképet produkál, ha eltekintünk attól, hogy a 4. alacsonyabb a 6. meg magasabb valamivel. Na de 10V-on már borzalmasan néz ki a spektrumkép és borzalmasan is szól. A HK nem csöves jellegű, de még mindig magasabb a 2. mint a 3. a többi meg -100dB alatt van. Nagyobb kivezérlésen borzalom lesz, 2. alig van, a 4. szinte eltűnt, cserébe van bőven 3. meg 5. meg 7. Nagyon rondán is szól nagy hangerőn.
Sansui. Kivezérelve még szebb spektrumképe van mint 1V-on, a párosak 15-25dB-lel magasabban vannak a páratlanoknál. Gyönyörűen szól kivezérelve is, nem esik szét a hangkép sem, pedig ebben sincs csillió µF puffer.

Azt gondolom, hogy a spektrumképnek igenis nagyobb hatása van a hallottakra mint magának a torzítás mértékének. Ha disszonáns egy hangkép akkor az akkor is az ha -80dB-en van meg akkor is ha -120dB-en, nyilván utóbbi esetben kevésbé zavaró. Ha meg konszonáns, akkor nem lesz zavaró -70dB-en se, nyilván jobb ha minél lejjebb van.

Közben rákerestem erre az audio exciter-re is, létezett ilyen már a 70-es években is, az Aphex csinálta.
Akkor tulajdonképpen, van egy megkerülő fokozat ahol előállítod a páros harmonikust, amit aztán egy potival hozzákeversz az eredeti jelhez? Illetve írtak ott még fázishelyességről vagy tologatásról is valahol.

Elképzelhető, hogy ezt a buffert fogom megépíteni.
Megnéztem különböző nyugalmi áram beállítások mellett a torzítását.
Hát igen... "papíron" drasztikusan lecsökken "A" osztályban.
Kérdés, hogy érdemes-e 1 ppm alatt ezzel foglalkozni. Nem tudom.

Igen, többféle módon meg lehet csinálni. Most fejhallgatós, ez tulajdonképpen párhuzamos üzem, de rendes végfokhoz is ilyenre gondoltam.

Kicsit kísérleteztem én is a TTamp modelljével. Beállítottam egy közel 80mA-es nyugalmi áramot, és olyan munkapontot, hogy a FET-ek gate feszültsége lehetőleg ne menjen a küszöbfeszültség alá (kis kivezérlésnél). Ettől a keresztezési torzítás amplitudója jelentősen lecsökkent, viszont a THD szinte változatlan maradt. Tehát olyan mintha összességében semmit se nyernék vele.
Persze nyilván megnyugtatóbb látvány egy n*100µV kilengés a keresztezésnél.
Ugyanakkor a dolog hátránya, hogy a gate küszöbfeszültség közelében tartott kapcsolóFET hőfokstabilitása milyen lenne...

Azt is lehet szimulálni. Itt van a sajátom, a két draináramot lehet látni.

Szerintem csak néhány embert fog majd érdekelni amit az elkövetkezendőkben írni fogok.
Vagy nem tudom. Azt sem tudom miért írok ide. Vagy mégis tudom. Ugye július 23.-án írtam ide utoljára, aztán két hónapig semmit. Két hónapig teljesen kihalt volt ez a topik. De néha megnéztem a megtekintések számát és számomra elég meglepő módon, ebben a kihalt időszakban tízezren néztek be ide. Nem tudom mit olvastak. De mivel ez topik a hifi erősítők tervezéséről kellene, hogy szóljon (ha már ez a témája) erről fogok írni. Azt is megmondom miért. Magam miatt. Nem tudjuk hogyan működnek az erősítők és nem is fogjuk megfejteni soha a működésük titkát. De próbálkozni azért lehet. Legfeljebb eredménytelen lesz a próbálkozás. És akkor mi van? Semmi.

Ugye, már tavaly télen elkezdtem tervezni az új "alohát". Szerencsére nem építettem meg. Volt egy olyan megérzésem, hogy az egész csak vaktában tapogatózás. Úgy kellene mérni/szimulálni valamit, hogy célja is legyen. Hogy az objektivitás hozza magával a szubjektivitás érzését is. Magyarul... ha valamit jobbnak szimulálok, az meghallgatva is jobban szóljon. Na ehhez nem értünk, de legalább mások sem. A "nagyok" sem biztos. Szerintem ők is csak találgatnak, tapogatóznak és néha véletlen beletrafálnak valamibe.

A torzításról. Önkényesen azt az erősítőt nevezem torznak amit nem lehet sokáig (hónapokig, évekig) hallgatni. Aminek a hangja egy idő után elviselhetetlenné, bántóvá, kellemetlenné, idegesítővé válik. Egy újonnan épített végfokkal két gond van. Az egyik az építés öröme. Akárhogy szól, az első időkben ez a világ legjobb erősítője - mert új és mert én terveztem/építettem. A másik, hogy be kell járódnia és nagyon hosszú ideig változik majd a hangképe. Nincs olyan, hogy megszokom a hangát. Nem szokom meg, hanem kezdem megismerni. Előbb-utóbb érezni fogom, hogy együtt tudok-e élni vele bármennyi ideig, vagy sem.

Az Alohát valamivel több mint egy éve hallgatom. Kiismertem. Együtt tudnék élni vele bármeddig ha muszáj lenne - de nem muszáj. Hallom a hibáit. Már a télen hallottam. Ezért gondolkodtam valami "kicsit máson". Azért "kicsit máson" mert az alapötletet jónak gondolom. Hogy van egy VAS és van egy buffer és ezek önálló fokozatok. Ha röviden kell jellemeznem a hangját. Fenntartom, hogy roppant életszerűen tud szólni. És fenntartom, hogy néha elkeni a dolgokat, zavarossá tud válni a hangkép. Néha meg hallom, hogy most nem a CD játszó, nem a hangszóró, nem a felvétel torz, hanem a végfok.
Skoriék végfoka is erről győzött meg. Voltak zenék amivel az nem torzított be. Azóta találtam néhány felvételt amiket már bánom, hogy nem hallgattam meg vele. A TTamp nagyon jó erősítő, de "hideg hangú". Hiányzik belőle az érzelem. Hosszú távon ez engem valószínűleg idegesítene. De ez a saját véleményem. Ezért szerettem volna ha valaki más meghallgatná, olyan akinek adok a véleményére, mint pl. shany. De eltűnt.

Tehát kell a nagyon kicsi torzítás. Ne tegyen hozzá és ne vegyen el. Ne úgy szóljon mint egy darab drót, mert az torzít. De mi okozza azt, hogy a nagyon kis torzítású erősítők sok esetben gépies, hideg hangúak? Amit shany is írt legutóbb arról a néhány végfokról amikről határozott, kiforrott véleménye volt. A kis torzítású pwm hidegen szólt, a kis torzítású B100 melegen.

Kicsit még birizgáltam ezt a télen kitalált kapcsolást. Így, szimulátorban azt is lehetne rá mondani, hogy már elég jó. De többször ízekre szedtem és mégsem elég jó.

Az IMD: ez már szódával elmegy. Az 1 kHz-es torzítás nem is látszik, a 20 kHz pedig nagyjából szimmetrikus a két félhullámra nézve. Keresztezési torzítása nincs, vagy ami van az már nem lehet zavaró. A nyugalmi áram 120 mA körüli. Q 15-18 jFET-eket akár el is lehetne hagyni, de azok a termikus torzítást csökkentik.

A négyszögjel-átvitel 50 kHz-en, 4R/100nF terhelésen. Nincs túllövése ekkora kapacitív terhelésnél sem. A VAS kimenetén mért jel fedésben van a buffer kimeneti jelével.

A kimeneti ellenállás 10 kHz-ig állandó (250 uOhm), 100 kHz-en 360 uOhm.

A VAS visszacsatolási tényezője 50 dB körüli és 10 kHz-ig konstans, a buffer fokozaté 70 dB és 30 kHz-ig konstans.

Aztán időközben találtam néhány érdekes dolgot...

Kicsit leragadtam a szimulátornál, és hiányzik valamiféle áttörés. A TTamp munkapont beállítását variáltam. A keresztezési torzítás határozottan látszik, és azt gondoltam, hogy kb. ez felelős az erősítő egyébként elég kicsi torzításának, a nagy részéért. Tehát módosítottam rajta, lecsökkentettem a keresztezési torzítást, viszont a THD ettől gyakorlatilag nem változott, de a spektrumkép igen. Alaphelyzetben páratlan harmonikusok voltak, páros harmonikus alig. Amikor a munkapont beállítását átvariáltam (kb. változatlan THD mellett) megjelentek páros harmonikusok, amelyeknek a szintje megközelítette a szomszédos páratlan harmonikusokét.
Persze menet közben párszor kiderült, hogy rosszul használtam a TINA-t, de most igyekeztem jobban odafigyelni. Megpróbálok rájönni, hogy mi történik, és nem akarok semmit elkapkodni.

Néztem hogy alacsony nyitófeszültségű audio FET-eket használsz. Nem lenne érdemes könnyen, olcsón, és hosszú távon beszerezhető, kapcsolófetekkel próbálkozni? Persze nehezebb is, de nem érné meg?

Az EXICON FET-ek beszerezhetőek hosszútávon is. A kisebbek nem is vészesen drágák.
De egyik része sem érdekel ennek a dolognak mert nekem mindössze két párra van szükségem saját részemre, az pedig már benne van a mostani végfokomban.
- régen kapcsoló FET-eket használtam
- ezeknek a laterális feteknek két és félszer kisebb a bemeneti kapacitása
- hőre nem futnak meg
- lineárisabbak, de ennek az az ára, hogy kisebb a meredekségük. De ez sem számít.

Más. Sokáig azt gondoltam, ha fogok egy földelt bázisú fokozatot és árammal meghajtom (folded casdode), annak gyakorlatilag nincs torzítása. Az FB fokozatnál kiesik a képletből az UBE feszültség (az áramgenerátoros meghajtás miatt), ezzel együtt a termikus torzítás is.
Annyi hátulütője van, hogy torzítatlan áramgenerátorral kell meghajtani, oszt kész. Ilyen meg nem létezik. A másik hátulütője, hogy nem állandó az FB fokozat kimeneti ellenállása.

Ha van egy viszonylag nagy, de változó kimeneti ellenállásunk, párhuzamosan kell vele kapcsolni egy sokkal kisebb ellenállást ami állandó. Némi erősítés-veszteség árán csökkenni fog a torzítás. Ennek az ellenállásnak neve is van: Shunt Linearisation Resistor (ha jól emlékszem rá).
Íme az első ábra. 33 dB-es erősítés-veszteség árán a THD 3.2%-ról 0.071%-ra csökken. Éppen annyival csökken amennyivel a feszültség-erősítés. Emlékeztet ez megoldás a Gauss Optheron féltve őrzött titkára.

Aztán (már nagyon régen) berajzoltam ezt a linearizáló ellenállást a folded casscode fokozatba. Ez a 68k visszacsatoló ellenállás. Odaírtam a THD értékeit 1/10/100 kHz-en.
Rajzoltam egy kicsit másmilyen fokozatot is emitterkövetőkkel kiegészítve sönt ellenállás nélküli VAS-sal. És egy negyediket is másmilyen kompenzálással.

A legkisebb a THD-ja az emitterkövető nélküli, egyszerűbb változatnak. 100 kHz-en fele akkora. 1 kHz-en csak valamennyivel kisebb, viszont a visszacsatolási tényező kisfrekvencián az alapváltozatban 47 dB, az emitterkövetősben 76 dB.
Nagyobb hurokerősítés - mégis nagyobb torzítás. Érdekes... nem?

Át kell ismételnem a dolgokat, mert tavasz óta sok mindent elfelejtettem. Viszonylag egyszerű összefüggések ezek, de van amit még most sem látok át tisztán. Előveszek egy akármilyen kapcsolást és miért ne azt amivel eddig molyoltam. Az emitterkövetők nyűgjeit kiiktatom, helyettük ideális opamp.

- Nyílthurkú erősítés (Open Loop Gain):
Az összegzőponton "add" a bemeneti feszültség a frekvencia függvényében, a kimeneten a kimeneti feszültség a frekvencia függvényében. A kettő különbsége az előremenő ág erősítése.
Kisfrekvencián -2.7 dB + 83.6 dB ~ 86 dB. 100 kHz-en 73 dB, 1 MHz-en 53 dB.
A domináns pólus frekvenciája 2 kHz és innentől 20 dB/dekád meredekséggel esik.

- Hurokerősítés, azaz a visszacsatolási tényező (Loop Gain):
Kisfrekvencián 66 dB és a domináns pólus frekvenciájától (2 kHz) 20 dB/dekáddal esik.
Az egységerősítési frekvencia (UGF) Unity Gain Frequency 4 MHz-en van.
66 dB = 2000... 2 MHz / 2 kHz = 2000
A fázistartalék (PM) Phase Margin ~ 71 fok
Az előremenő ág erősítése kisfrekvencián 86 dB, 100 kHz-en 73 dB, 1 MHz-en 53 dB

- Zárthurkú erősítés (CLG) Closed Loop Gain:
Kisfrekvencián 68k / 10k = 6.8 = 16.6 dB és ez állandó az egységerősítési frekvenciáig (4 MHz).
Az előremenő ág erősítése kisfrekvencián 86 dB, 100 kHz-en 73 dB, 1 MHz-en 53 dB
Most nézzük meg az összegzőpont fázismenetét:
A domináns pólus frekvenciájáig állandónak vehetjük: -180 fok. Efölött a frekvencia fölött előre siet a fázis. Például 100 kHz-en 76 fokot siet előre.

- Nézzük meg 100 kHz-en a be- és kimeneti szinuszjelet.
Ube = 1 V (0 dB), Uki = 6.8 V (16.6 dB) és az összegzőponton a feszültség 1.5 mV azaz -73 dB
és a fázis 76 fokot előre siet.

- Most nézzük meg a futási időt. Kisfrekvencián az összegzőponton a futási idő -7 us.
A futási idő negatív. Jósol a visszacsatolókör? Nem jósol. Hiányzik az első 76 foknyi idő az összegzőponton (100 kHz-en). Amíg fel nem fut a szinusz az összegzőponton 1.5 mV csúcsfeszültségre, addig az áramkör nyílthurokban erősít. Itt jön be a képbe a Slew Rate.

- Nézzük meg mi történik 1 kHz-en, amikor még elvileg nincs fázistolás a visszacsatolókörben. Persze van fázistolás, ami (majdnem) -180 fok ami az előtorzított kimeneti jelet csatolja vissza a bemenetre. Ha figyelmesen megnézzük a bemeneti jelalakot (kék) látszik, hogy van egy kis "ugrás" a jelen. Azért van ez, mert 1-2 fok fázis sietés már 1 kHz-en is van. És ez "ugrás" mindig ott van... 100 Hz-en is, 1 Hz-en is, de egyre kisebb - nem látható szemmel. Sosem éri el teljesen pontosan a -180 fokot.

- Most kinagyítom 1 kHz-en ezt az "ugrást" és húzok egy érintőt az összegzőponti szinusz felfutó élére. Primitív grafikus szerkesztés ez, de látványos. Mit látunk? A kimenti jel 250 us-tól "indul meg", de a nullátmenetet ez az érintő -7 us-kel előbb metszi a tengelyt. Nem megjósolja a jelet, hanem csak nincs ott.

Ui: amiket a kapcs. rajz jobb oldalára odafirkáltam (számokat és betűket), nem tartozik a fenti szöveghez. Egyebeken törpöltem, csak ott maradt ez a sok izé.

Még hirtelen melegében tovább kell folytatnom az előző gondolatmenetet, mert ezzel az első impulzussal szórakozott már anno Petrov és Billingva is. Mire a "nagyok" azt válaszolták, hogy legfeljebb majd nem hallgatják meg az első impulzust - meg egyébként is - a be- és a kimenet között folyamatos kapcsolat van és ezt az egészet csak a fázistolással keverik a szerzők...

De. Ez az "első impulzus" folyamatosan jelen van ha nem állandósult jellel mérünk, hanem például zenét hallgatunk. A zenei jelnek pillanatról-pillanatra változik az élmeredeksége és az amplitúdója.

- Előállítok egy ilyen jelet és összekeverem 20 kHz-es szinusszal. Összeadom ezt az "a" és "b" jelet. Lesz belőle "c" és invertálva "d".

- Aztán az invertáló erősítővel felerősítem és összehasonlítom a kimeneti jellel. Szemrevételezés alapján tökéletesen egyformák.

- Most megnézem mi van az összegzőponton.
És az van, hogy a késleltetésből (a fázis-sietésből) keletkező hibajel ugyanúgy ott van, mint az "első impulzusnál" láttuk. Az összegzőpont feszültsége vezérli az előremenő ágat, tehát az első fokozat(-ok) kollektor árama hűen követi ezt a vezérlő feszültséget.

- Hogy ez a VAS fokozat mégis súrolni tudja a hallgathatóság határát az azért van, mert ilyen hirtelen élváltások nem fordulnak elő a gyakorlatban. Átküldöm a jelet egy negyedrendű
22 kHz-es aluláteresztőn (mint pl. ahogy egy CD játszó is teszi) és a "tüskék" eltűnnek.

De a fenti jelenség mégis csak létezik és talán érdemes tovább gondolni a dolgot...

Ha ez a zenében látszana, akkor nézd meg DIM30, vagy méginkább DIM100-as jellel.

Szerintem ez a jelenség addig nem okoz semmilyen hallható problémát, ameddig egyik fokozat sem vezérlődik túl egyetlen pillanatra sem. Pontosabban fogalmazva: egyik tranzisztor sem ül le (nem nyit ki teljesen), és egyik tranzisztor sem zár le teljesen, egyetlen pillanatra sem.
Tehát az erősítő legvége kivételével a többi folyamatosan A osztályban marad.
Amíg ez teljesül addig gyakorlatilag teszi a dolgát a visszacsatolás. Gond csak akkor van (ill. lenne) ha gerjed, vagy ha tranziens torzítás is keletkezik.

Ezeken a határokon belül maradva pedig lesz valamiféle optimuma a visszacsatolásnak, ameddig hatékonyan csökkenti a torzítást és a zajt is, de még TIM növekedés nélkül.

Azaz lesz az erősítőnek egy olyan tulajdonsága is, hogy mekkora az a legnagyobb meredekségű jel amit még képes TIM nélkül feldolgozni, és ezt ugye simán a bemeneten elhelyezett aluláteresztő szűrő beiktatásával oldják meg...

A gond túlvezérléskor (clip-elő erősítőnél), vagy az áramlimit belépésekor szokott lenni mert akkor "eltűnik a visszacsatolás", és az egész lánc leül, és lesz egy plusz feléledési ideje, amíg úgy mond süket a bemenet. A TTamp esetében megoldottuk, hogy amikor clip-el (vagy belép az áram-limit), a visszacsatolás akkor is működik, nincs leülés, ezért nincs feléledési idő sem.

Attól, hogy a bemenetre teszünk egy szűrőt, a végfok TIM viselkedése nem változik, legfeljebb a bemenetről nem lehet kritikus sebességű jelet ráküldeni. Ettől még a végfok TIM ugyanannyi marad és ha a slew-rate kevés, akkor lesz TIM. Tehát célszerű egy jó nagy slew-rate-et megvalósítani. Gondok inkább akkor vannak, amikor már teljesen kezdenek leülni a tranyók. Minél nagyobb a jel sebessége, annál nagyobb lengéseket csinálhat a kimenet. Ezért is kell az aluláteresztő szűrő a bemenetre.

Az valóban nem változik, hogy mennyire hajlamos a TIM-re, de ha nincs kritikus meredekségű jel, akkor nem jön létre TIM. Tehát egy jó (hangfrekvenciás) erősítőnek nem kell "végtelen" slew-rate, csak annyi ami a teljes átviteli sávban elég max kivezérléshez. Ennél több persze lehet (+némi tartalék), de jóval több nem szükséges.

Ez nem hajlam kérdése. Mindig lesz TIM, csak az a kérdés mekkora. Ez pedig a slew-rate-től függ. Ha lassú a jel, akkor kisebb slew-rate is elég ugyanahhoz a TIM-hez. Ha gyorsabb, akkor nagyobb kell. De olyan nincs, hogy van egy határ, ha az alatt van a jel meredeksége, akkor nincs TIM. Csinálj egy DIM30 szimulációt, a Fourier eredményét küld el AI-nak, ő kiszámolja, hogy mennyi a TIM. Aztán csinálj néhány változatot slew-rate-re és fogod látni az összefüggéseket.

Lehet, hogy nem ugyanazt értjük TIM alatt.

Valószínű. De ezt is szabvány rögzíti. Itt egy AI által kiszámolt eredmény, ez teljes kivezérlésnél van:

DIM30 meghatározásához használt szabványos IEC 60268-3 módszert alkalmazzuk. Ennek lényege, hogy a 15 kHz-es szinuszjel (\(f_{s}\)) és a 3,15 kHz-es négyszögjel (\(f_{n}\)) hangfrekvenciás sávba (szabvány szerint 20 kHz-ig) eső intermodulációs komponenseinek négyzetes összegét (RMS) viszonyítjuk a 15 kHz-es tiszta szinuszjel amplitúdójához.
A vizsgált intermodulációs torzítási termékek frekvenciái és azok értékei a táblázatodból:
• \(f_s - f_n = 15000 - 3150 =\) 11850 Hz (79. harmonikus) \(\rightarrow \) 0,000131 V
• \(f_s + f_n = 15000 + 3150 =\) 18150 Hz (121. harmonikus) \(\rightarrow \) 0,000314 V
• \(f_s - 2f_n = 15000 - 6300 =\) 8700 Hz (58. harmonikus) \(\rightarrow \) 0,000570 V
• \(f_s + 2f_n = 15000 + 6300 =\) 21300 Hz (142. harmonikus – mivel ez 20 kHz felett van, a szigorú hangfrekvenciás sávhatár miatt ezt elhagyjuk, de elhanyagolhatóan kicsi is: 0,00056 V)
• \(f_s - 3f_n = 15000 - 9450 =\) 5550 Hz (37. harmonikus) \(\rightarrow \) 0,000178 V
• \(f_s - 4f_n = 15000 - 12600 =\) 2400 Hz (16. harmonikus) \(\rightarrow \) 0,000567 V
A számítás menete:
1. Az intermodulációs komponensek (RMS) összege:
\(U_{\text{IM}}=\sqrt{0,000131^{2}+0,000314^{2}+0,000570^{2}+0,000178^{2}+0,000567^{2}}\approx \mathbf{0,000881}\text{\ V}\)
2. A referencia szinuszjel amplitúdója (15000 Hz / 100. harmonikus):
\(U_{15\text{kHz}}=\mathbf{6,54307}\text{\ V}\)
3. A DIM30 torzítás százalékos értéke:
\(\text{DIM30}=\frac{U_{\text{IM}}}{U_{15\text{kHz}}}\times 100\%=\frac{0,000881}{6,54307}\times 100\%\approx \mathbf{0,0135\%}\)

Itt egy másik, negyed kivezérlésnél:

A számítás lépései:
1. Az intermodulációs termékek négyzetes összege (RMS):
\(U_{\text{IM}}=\sqrt{0,00008966^{2}+0,00000998^{2}+0,00000660^{2}+0,00005885^{2}+0,00000828^{2}}\approx \mathbf{0,0001078}\text{\ V}\)
2. A 15 kHz-es referencia szinuszjel amplitúdója (100. harmonikus):
\(U_{15\text{kHz}}=\mathbf{3,27119}\text{\ V}\)

(Látszik, hogy a feszültség feleződött az előző méréshez képest, ami teljesítményben pontosan a negyede.)
3. A DIM30 torzítás meghatározása:
\(\text{DIM30}=\frac{U_{\text{IM}}}{U_{15\text{kHz}}}\times 100\%=\frac{0,0001078}{3,27119}\times 100\%\approx \mathbf{0,0033\%}\

Tehát, még a kivezérléstől is függ, valószínű FET-ek Ucgd növekedése miatt.
Kicsit csodálkozom, mert TG barátod nem is olyan régen pontosan értette miről van szó...

Tehát akkor szerinted DIM30 ≡ TIM ?

Bocs, hogy ezt mondom, de nézz utána. A TIM a tranziens intermodulációs torzítás. A DIM az erre való mérési eljárás. Dinamikus intermodulációs torzítás . Két fajtáját rögzítették szabványban, a DIM30-at és a DIM100-at. Talán két éve tettem fel egy linket, ahol a különböző torzítások szabványosítása megtalálható. Jól gondolom, hogy senki nem olvasta el? Vagy legalább a linkjét eltette? Biztos nem, mert egyesek egyéni elképzelések szerint kezelik ezt a kérdést. Ez nem baj, ha ők tudják, hogy mit látnak, de ez másnak nem egyértelmű. Azért csináltak szabványokat, hogy legyen valami, amihez mérhető az adott eredmény.

Annyiban gondolom másként, hogy szószerint vett modulációs torzítás az valóban mindig van, csak az a kérdés, hogy mennyi. Viszont a visszacsatolás és a slew-rate alapján keletkező TIM, az nem mindig van, csak akkor amikor a belső fokozatok túlvezérlődnek emiatt.

Nem tudja a CM a sorfejtést megcsinálni a DIM30-ra.
Egyszer mutatott a 15 kHz / 11.85 kHz arányára -99 dB-t, aztán állandóan -48 dB-t, majd végleg bekattant. Már nem látja ideális opampokkal sem a 3.15 kHz-es alapharmonikust.